Генератор тока на операционном усилителе

Источники тока на операционных усилителях.

Схемы генераторов тока, управляемых напряжением, на ОУ и выходными
каскадами на биполярных и полевых транзисторах.

Продолжаем наш тематический вечер, посвящённый схемотехническим исследованиям генераторов стабильного тока, источников тока и иже с ними – стабилизаторов тока.
В повестке дня сегодняшнего радиолюбительского заседания обозначены следующие мероприятия: викторина «Угадай радиодетальку», а также обсуждение схемы источника (генератора) тока, выполненного на интегральном операционном усилителе (ОУ в простонародье).

Базовые схемы генераторов тока на операционных усилителях мы бегло рассмотрели на предыдущей странице вместе с транзисторными источниками. Повторим пройденный материал.

Рис.1

Генераторы тока, изображённые на Рис.1, (инвертирующий слева, неинвертирующий справа) – вполне себе работоспособные устройства, которые являются близкими аналогами идеальных источников тока, и практически лишены недостатков, присущих транзисторным схемам.
Ток через нагрузку с достаточно высокой точностью описывается формулой I_н≈ U_вх/R1.
При включении в качестве Rн конденсатора, приведённые схемы широким фронтом эксплуатируются в формирователях треугольного и пилообразного напряжений.
В отдельных случаях существенным недостатком источников тока, изображённых на Рис.1, является «плавающая», т.е. не подключённая никаким боком к земле или питанию нагрузка. К тому же, по большей части, операционный усилитель не может обеспечить значительных величин токов, поступающих в нагрузку.

Рассмотрим схемы источников тока на ОУ, не имеющих этих недостатков.
Как правило, для получения устойчивого положительного результата, к операционному усилителю присовокупляется дополнительный выходной каскад на биполярном или полевом транзисторе.

Рис.2

На Рис.2 приведены схемы генераторов тока на ОУ с выходными каскадами на биполярном, либо полевом транзисторе и нагрузкой, подключаемой к шине питания.
Пренебрегая входным током ОУ и конечным коэффициентом усиления транзистора, выходной ток составит всё ту же величину I_н≈ U_вх/R1.
На самом деле, коэффициент усиления биполярного транзистора имеет конечное значение, а полная формула тока нагрузки выглядит следующим образом I_н= U_вх×β/[R1(1+β)] .
Это обуславливает некоторую нестабильность выходного тока при изменении сопротивления нагрузки за счёт проявления эффекта Эрли (эффект влияния напряжения между коллектором и базой на величину коэффициента передачи тока транзистора).
Проявления этой нестабильности можно уменьшить, если в качестве биполярного транзистора использовать составной транзистор, либо применяя полевой транзистор.
Особенность схем источников тока, показанных на Рис.2, состоит в том, что нагрузка подключается к шине питания.

Рис.3

На Рис.3 приведены источники тока с заземлённой нагрузкой.
Выходной ток здесь описывается уже несколько другой формулой: I_н≈ (Еп-U_вх)/R1 .
Подобная зависимость выходного тока от управляющего напряжения не всегда удобна в практических разработках, поэтому для устранения этого недостатка к схеме можно присовокупить дополнительный преобразователь уровня.

Рис.4

Здесь первый операционник с транзистором n-p-n структуры служит для преобразования уровня входного управляющего напряжения Uвх в значение Eп-Uвх.
Rпр1 и Rпр2, как правило, выбираются одного номинала, величина которого рассчитывается, исходя из входного сопротивления второго ОУ, а также из соображений приемлемого быстродействия при работе источника тока в динамическом режиме (т.е. при подаче на вход импульсного сигнала управления).
Ну и ясен шпунтубель, что всё наше усердие было направлено на получение удобной зависимости I_н≈ U_вх/R1 , а для повышения выходного сопротивления источника тока вместо простого биполярного выходного транзистора следует включить составной или полевой транзистор.

4.07. Источники тока

На рис. 4.9 изображена схема, которая является хорошим приближением к идеальному источнику тока, без сдвига напряжения U_бэ, характерного для транзисторного источника тока. Благодаря отрицательной ОС на инвертирующем входе поддерживается напряжение U_вх под действием которого через нагрузку протекает ток I = U_вхR. Основной недостаток этой схемы состоит в том, что нагрузка является «плавающей» (она не заземлена). С помощью такого источника тока нельзя, например, получить пригодный к использованию пилообразный сигнал, напряжение которого отсчитывалось бы относительно потенциала земли. Этот недостаток можно преодолеть, если, например, всю схему (источники питания и все остальное) сделать «плавающей», а нагрузку заземлить (рис. 4.10). Штриховой линией обведен рассмотренный выше источник тока с источниками питания. Резисторы R₁ и R₂ образуют делитель напряжения для установки тока. Чтобы этой схемы не смущал вас, напомним, что «земля» – это понятие относительное. Любую точку в схеме можно назвать «землей». Представленную схему используют для формирования токов, протекающих через заземленную нагрузку, но ее существенный недостаток в том, что управляющий вход является плавающим, это значит, что выходной ток нельзя задать (запрограммировать) с помощью входного напряжения, отсчитываемого от потенциала земли. Методы устранения этого недостатка изложены в той части гл. 6, где рассматриваются источники питания постоянного тока.

Рис. 4.10. Источник тока с заземленной нагрузкой и плавающим источником питания.

Источники тока для заземленных нагрузок. С помощью операционного усилителя и подключенного к нему транзистора можно построить простой и высококачественный источник тока для заземленной нагрузки; небольшое дополнение к схеме операционного усилителя позволяет использовать на управляющем входе напряжение, измеряемое относительно земли (рис. 4.11). В первой схеме обратная связь создает на резисторе R падение напряжения, равное U_кк – U_вх, которое в свою очередь порождает эмиттерный ток (а следовательно, и выходной ток), равный I_э = (U_кк – U_вх)/R. При работе с этой схемой не приходится беспокоиться о напряжении U_бэ и его изменениях, связанных с изменениями температуры, I_к, U_кэ и т.п. Несовершенство этого источника тока (не будем принимать во внимание ошибки ОУ: I_см, U_свд) проявляется лишь в том. что небольшой базовый ток может немного изменяться в зависимости от напряжения икэ (предполагаем, что операционный усилитель не потребляет входной ток); этот недостаток – небольшая плата за возможность использования заземленной нагрузки; если в качестве транзистора Т₁ использовать составной транзистор Дарлингтона, то погрешность будет существенно уменьшена. Погрешность возникает в связи с тем, что операционный усилитель стабилизирует эмиттерный ток, а в нагрузку поступает коллекторный ток. Если в этой схеме вместо биполярного использовать полевой транзистор, то проблема будет полностью решена, так как затвор полевого транзистора тока не потребляет.

Рис. 4.11. Источники тока с заземлёнными нагрузками, не требующие плавающего источника питания.

В рассматриваемой схеме выходной ток пропорционален величине, на которую напряжение, приложенное к неинвертирующему входу операционного усилителя, ниже, чем напряжение питания U_кк; иными словами, напряжение, с помощью которого программируется работа схемы, измеряется относительно напряжения питания U_кк, и все будет в порядке, если напряжение U_вх является фиксированным и формируется с помощью делителя напряжения; если же напряжение на вход должно подаваться от внешнего источника, то возможны неприятности. Этого недостатка лишена вторая схема, в которой аналогичный первый источник тока с транзистором n-p-n – типа служит для преобразования входного управляющего напряжения (измеряемого относительно земли) во входное напряжение, измеряемое относительно U_кк, для оконечного источника тока. Операционные усилители и транзисторы недороги, поэтому запомните такой совет: не раздумывая, включайте в схему дополнительные компоненты, если они позволяют улучшить ее работу и упрощают разработку.

Упражнение 4.1. Для послелней схемы определите выходной ток для заданного входного напряжения U_вх.

На рис. 4.12 представлен интересный вариант схемы источника тока на основе ОУ и транзисторов. Преимущество этой схемы состоит в том, что базовый ток, приводящий к ошибке в случае использования полевых транзисторов, здесь равен нулю, выходной ток не ограничивается значением I_{си_(вкл)}. В этой схеме (фактически – это не источник, а потребитель тока) транзистор Т₂ начинает проводить когда через транзистор Т₁ протекает ток стока величиной приблизительно 0,6 мА. При минимальном значении I_си для Т₁ равном 4 мА, и подходящем значением β для Т₂ величина тока, протекающего через нагрузку, может достигать 100 мА и более (для получения больших токов транзистор Т₂ можно заменить транзистором Дарлингтона, при этом нужно соответственно уменьшить R₁. В данном схеме были использованы полевые транзисторы с p-n – переходом, но еще лучше было бы использовать полевые МОП – транзисторы, так как для ОУ на полевых транзисторах с p-n – переходом требуется расщепленный источник питания, обеспечивающий диапазон напряжения на затворе, достаточный для перехода транзистора в режим отсечки. Ничего не стоит с помощью простого мощного полевого МОП – транзистора (МОП – структура с V-образной канавкой) получить ток по-больше, однако мощным полевым транзисторам присущи большие межэлектродные емкости, а представленная здесь гибридная схема как раз и позволяет при одолеть связанные с этим проблемы.

Рис. 4.12. Источник тока на полевых/биполярных транзисторах, предназначенный для больших токов.

Источник тока Хауленда. На рис. 4.13 показан красивый учебный источник тока. Если резисторы подобраны таким образом, что выполняется соотношение R₃/R₂ = R₄/R₁ – то можно показать, что справедливо равенство: I_н = – U_вх/R₂.

Рис. 4.13. Источник тока Хауленда.

Упражнение 4.2. Покажите, что приведенное выше равенство справедливо.

Эта схема всем хороша, кроме одного резисторы должны быть точно согласованы, иначе источник тока будет далек от совершенства. Но даже при выполнении этого условия определенные ограничения накладывает коэффициент КОСС операционного усилителя. При больших выходных токах резисторы должны быть не большими, тем самым ограничивается выходной диапазон. Кроме того, на высоких частотах (где, как мы скоро узнаем, усиление в цепи обратной связи невелико) выходной импеданс может существенно уменьшаться – от требуемого бесконечного значения до всего лишь нескольких сотен ом (что соответствует выходному импедансу ОУ с разомкнутой обратной связью). Хоть эта схема и хороша с виду на практике ее используют редко.

Управляемый напряжением точный генератор втекающего тока для проверки источников питания

Texas Instruments OPA277 IRF530

Поиск причин возникновения потенциальных проблем источников питания производится с помощью динамических и статических тестов. Предлагаемый простой генератор втекающего тока предназначен для тестирования источников питания малой и средней мощности и источников напряжения. В таких приложениях генератор может отдавать ток от 0 до 1.5 А в диапазоне входных напряжений от 0 до 5 В при напряжении питания до 20 В. Основным элементом схемы является прецизионный операционный усилитель OPA277 (IC₁) компании Texas Instruments [1], имеющий максимальное напряжение смещения всего 100 мкВ, входной ток 4 мкА и малый дрейф в диапазоне температур от –40 до +85 °C (Рисунок 1). Операционный усилитель IC₁ сравнивает напряжение на своем неинвертирующем входе с падением напряжения на токоизмерительном резисторе R_SENSE.


Рисунок 1.	Этот простой генератор втекающего тока позволит вам проверять характеристики источников питания, как в статическом, так и в динамическом режиме.

Выход микросхемы IC₁ управляет мощным N-канальным MOSFET Q₁ [2] таким образом, чтобы поддерживать падение напряжения на токоизмерительном резисторе равным напряжению на неинвертирующем входе. Напряжение на R_SENSE пропорционально току нагрузки, текущему из исследуемого источника питания, и не зависит от его напряжения.

Транзистор Q₁ имеет следующие основные предельные характеристики:

максимальный ток стока: 14 А при температуре корпуса 25 °C;
максимальное напряжение сток-исток: 100 В;
максимальное сопротивление открытого канала: 0.16 В при напряжении затвор-исток 10 В и токе стока 7 А;

MOSFET может рассеивать конечное количество тепла – до 30 Вт при использовании радиатора с тепловым сопротивлением 1 °C/Вт или менее при неподвижном воздухе и температуре окружающей среды не более 40 °C. Поскольку максимальная мощность зависит от теплового сопротивления радиатора и температуры воздуха, при увеличении напряжения питания следует соответственно уменьшать ток нагрузки. При импульсном характере входного напряжения напряжение питания можно повысить в десятки раз, поскольку средняя мощность рассеивания намного меньше и зависит от средней нагрузки.

Точный резистивный делитель R₁, R₂ позволяет вам привести диапазон напряжений 0 … 5 В на входе схемы к диапазону 0 … 0.495 В на неинвертирующем входе IC₁, которому будет соответствовать диапазон выходных токов 0 … 1.5 А. При указанных на схеме сопротивлениях резисторов R₁ и R₂ входное сопротивление устройства равно 100 кОм. Этого вполне достаточно для использования большинства функциональных генераторов, имеющих выходной импеданс 50 или 75 Ом, и позволяет подключать генератор напрямую, без использования буферного операционного усилителя.

Из анализа схемы вытекает следующее соотношение:

G – проводимость,
α – коэффициент ослабления:

Коэффициент ослабления входного делителя напряжения можно изменить, чтобы, подняв верхнюю границу выходного тока до нескольких ампер, получить возможность тестирования низковольтных источников питания с большими выходными токами.

Конденсаторы C₃, C₄ и резисторы R₃, R₄ обеспечивают устойчивость петли обратной связи, устанавливая время нарастания равным 1.4 мкс при скачке входного напряжения от 0 до 5 В. Таким образом, вы можете проверять источники питания либо в статических условиях, подавая на вход постоянное напряжение, либо в динамике, подключив к входу, например, источник импульсов для имитации быстрых изменений нагрузки. Низкие сопротивления открытого канала транзистора Q₁ и токоизмерительного резистора R_SENSE позволяют вам испытывать источники питания или источники напряжения с минимальным выходным напряжением вплоть до 1 В. Нижний предел выходного напряжения тестируемого источника равен

где R_DS(ON) – сопротивление открытого канала Q₁.

Вы может тестировать также и многоканальные источники питания, имеющие, например, выходы напряжения –5 или –12 В. В этом случае необходимо соединить «землю» источника питания с выходом генератора тока, то есть, с выводом стока, а отрицательный вывод генератора подключить к «земле» схемы. Для повышения точности результатов динамических тестов, таких как проверка нестабильности выходного напряжения по нагрузке, времени восстановления или переходных характеристик, подключать тестируемый источник к схеме надо очень внимательно, следя за тем, чтобы площадь петли тока, образуемой соединительными проводами, была минимальной. Импульсный ток нагрузки является источником электромагнитных излучений, интенсивность которых пропорциональна этой площади, величине тока и квадрату частоты тока. Эти излучения могут нарушать работу, как самой схемы, так и измерительного оборудования.

Материалы по теме

Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман

Мощные источники регулируемого тока на операционных усилителях

Георгий Волович (Челябинск)

В статье рассмотрена схемотехника преобразователей напряжение-ток с большими выходными токами. Приведены основные соотношения, устанавливающие связь между входными и выходными сигналами, обсуждаются вопросы устойчивости при работе на активно-индуктивную нагрузку.

Источники тока, управляемые напряжением (ИТУН, или преобразователи напряжение – ток), предназначены для обеспечения нагрузки током, который не зависит от вых одного напряжения источника и регу лируется только входным напряжением схемы. Такие источники применяются в измерительных схемах, например, при измерении сопротивления, для управления моментными электродвигателями и соленоидами и т.п.

Одна из распространённых схем источников тока на основе операционного усилителя (ОУ) приведена на рисунке 1, где RL – нагрузка источника. Полагая входной ток и смещение нуля ОУ незначительными, для определения выходного сопротивления этой схемы по отношению к нагрузке RL запишем:

где KU – коэффициент усиления ОУ . Отсюда получим следующее соотношение:

Таким образом, выходное сопротивление источника тока будет равно R_OUT = –∂U₂/∂I = K_UR. Оно пропорционально дифференциальному коэффициенту усиления ОУ, причём посколькуку зависит от частоты входного сигнала, выходное сопротивление схемы будет убывать с частотой. Из формулы (1) также следует, что при К_U → ∞
I=U1/R. (2)
При использовании мощного усилителя (например, LM12 или какого-либо из усилителей фирмы Apex) можно обеспечить ток через нагрузку до десятков ампер. Однако мощные ОУ довольно дороги, поэтому в случае, когда ток через нагрузку однонаправленный, для умощнения выхода обычного ОУ можно использовать эмиттерный либо истоковый повторитель.

Схема мощного преобразователя напряжение-ток на основе эмиттерного повторителя представлена на рисунке 2. При конструировании мощных источников тока необходимо обратить внимание на подключение резистора R, величина которого, как Следует из (1) и (2), определяет выходной ток. Этот резистор должен быть подключен по четырёхпроводной схеме.

Типичная нагрузка мощных источников тока (моментные электродвигатели, соленоиды) имеет активно-индуктивный характер и создаёт в передаточной функции (ПФ) контура регулирования схемы дополнительный полюс. Операционный усилитель также обладает ПФ с одним или двумя полюсами [1]. Поэтому схема, показанная на рисунке 2, может быть неустойчивой.

Для оценки устойчивости источника тока по схеме рис. 2 можно воспользоваться моделированием в пакете программ VisSim. Модель источника тока (см. рис. 3) включает модель ОУ (ПФ W_ОУ(s) и нелинейный блок-ограничитель (НБ)), а также модель активно-индуктивной нагрузки [2]. Частотные свойства транзистора, включенного по схеме с общим коллектором, здесь не учитываются.

Пример 1. Пусть в схеме, приведённой на рис. 2, включен ОУ типа AD8675 с ПФ

Остальные параметры схемы: L_L = 0,01Гн, R_L=0,1Ом, R=0,05Ом. Используя функцию Frequency Response , построим логарифмические амплитудно-частотные характеристики ( ЛАЧХ ) разомкнутого контура регулирования схемы (см. рис. 4). Графики показывают, что при значительной полосе пропускания (частота среза ω_ср около 16 000 с -1 ) система обладает запасом устойчивости по фазе φ_З, близким к нулю. Даже малое дополнительное фазовое запаздывание, обусловленное, например, частотными свойствами эмиттерного повторителя, приведёт к самовозбуждению схемы.

Для повышения запасов устойчивости можно охватить ОУ местной обратной связью, которая превратит его в пропорционально-интегральный (ПИ) регулятор (см. рис. 5). Модель в среде VisSim для такого включения приведена на рисунке 6, где W_oc(s) – ПФ звена обратной связи

Пример 2. В схеме, приведённой на рисунке 5, ЩС =0,0001, Л2С=0,01. Остальные параметры те же, что и в схеме рис. 2. Логарифмическая АЧХ разомкнутого контура регулирования схемы рис. 5 представлена на рисунке 7. Видно, что полоса пропускания системы уменьшилась до 500 с -1 , но запас устойчивости по фазе составляет примерно 85 градусов, что гарантирует устойчивость системы без дополнительной настройки.

Недостаток схемы с эмиттерным повторителем состоит в том, что напряжение на нагрузке ограничено напряжением питания ОУ. Поэтому, если на нагрузке должно быть высокое напряжение, необходимо применять дорогие высоковольтные ОУ.
Другой путь построения высоковольтного источника тока – включение нагрузки в цепь коллектора (стока) выходного умощняющего транзистора (см. рис. 8). Использование МОП-транзистора предпочтительно, поскольку ток в управляющий электрод не ответвляется и, следовательно, ток через нагрузку равен току через измерительный резистор R.
Выходное напряжение ОУ устанавливается таким, чтобы напряжение на резисторе R было равно U. При этом ток через резистор R будет равен U /К. Выходной ток источника определяется соотношением /= U/R. Найдём выходное сопротивление преобразователя напряжение-ток на ОУ с полевым транзистором. Уравнение в приращениях цепи затвора МОП-транзистора в этой схеме имеет вид:

где K_u – коэффициент усиления ОУ .

Уравнение цепи стока
∆U_DS + ∆I_SR + ∆U₂ = E. (4)

Поскольку ∆I_S = ∆I = S∆V_GS , а

где S – крутизна, а g_D – стоковая проводимость МОП-транзистора, из уравнений (3) и (4) с достаточной точностью получается:

Отсюда

и, следовательно.

Последняя формула показывает, что выходное сопротивление источника тока сильно зависит от выяэдной проводимости МОП-транзистора. Если в результате, например, увеличения сопротивления нагрузки напряжение сток-исток уменьшается настолько, что транзистор начинает работать в веерной (начальной) части выходных характеристик, проводимость g_D может возрасти в сотни тысяч или даже в миллионы раз. Это приведёт к резкому уменьшению выходного сопротивления источника.

Выходное соиротиатение схемы, показанной на рисунке 8, существенно зависит от выходного тока. Действительно, ток стока мощного MOП-транзистора в о бласти больших напряжений сток-исток (U_DS > U_GS – U_th, где U_th – пороговое напряжение затвор-исток) с учётом модуляции длины канала определяется формулой [3]:

где U_A = 20. 100 В – напряжение Эрли, K= ∂S/∂U_GS [А/В 2 ] – удельная крутизна – параметр, мало зависящий от тока стока.

Дифференциальная проводимость транзистора

Подставив в (8) значение (U_GS – U_th), найденное из (6), получим:

Подставляя (7) и (9) в (5), найдём окончательно

т.е. с ростом тока выходное сопротивление схемы уменьшается.

Если нагрузка в схеме рис. 8 активно-индуктивная, то в ПФ контура регулирования появляется полюс, ухудшающий устойчивость схемы. Этот полюс обусловлен емкостной связью между стоком и затвором (эффектом Миллера). Для уменьшения ёмкости Миллера необходимо стабилизировать потенциал стока транзистора. Сделать это можно, например, включив дополнительный транзистор по каскодной схеме (см. рис. 9). Э.д.с. источника смещения E_OF выбирается такой, чтобы напряжение сток-исток транзистора VT₁ составляло примерно 3 В. Анализ устойчивости этой схемы очень сложен, поэтому для компенсации фазового запаздывания, вносимого нагрузкой, полезно включить параллельно нагрузке цепочку R_KC_K. Если это окажется недостаточным, можно использовать ПИ-регулятор, как в схеме рис. 5.

ЛИТЕРАТУРА
1. Волович Г.И.Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств. Додэка-XXI, 2007.
2. Волович Г.И. Моделирование однотактных DC/DC-преобразователей в пакете VISSIM. Современная электроника. 2005. № 3.
3. Титце У., Шенк К . Полупроводниковая схемотехника. Т. 1. Додэка-XXI, 2008.

Схемы стабилизаторов напряжения и тока

Стабилизированные источники питания необходимы для обеспечения независимости параметров электронного устройства от изменений питающего напряжения. Практически в любой современной аппаратуре имеется стабилизатор напряжения, а то и несколько. В таких устройствах часто применяются операционные усилители ( ОУ ), с помощью которых решить эту задачу просто и эффективно с точностью регулировки и стабильности в диапазоне 0,01…0,5 %, причём ОУ легко встраивать в традиционные стабилизаторы напряжения и тока.
Простейший стабилизатор напряжения представляет собой усилитель постоянного тока, на вход которого подано постоянное напряжение стабилитрона или часть его. Нагрузочная способность такого стабилизатора определяется силой максимального выходного тока ОУ.
Следящие стабилизаторы, как правило, работают на принципе сравнения опорного и выходного напряжений, усиления их разности и управления электропроводностью регулирующего транзистора.

Стабилизатор по схеме Рис.1 выдаёт напряжение Uвых большее, чем опорное напряжение стабилитрона VD1, а стабилизатор Рис.2 – меньшее. Стабилизаторы питаются от одного источника. С помощью эмиттерного повторителя VT2 увеличивают ток нагрузки, в нашем примере – до 100 мА, но можно и более с составным повторителем на мощном транзисторе. Транзистор VT1 защищает выходной транзистор VT2 от перегрузок по току, причём датчиком тока служит резистор R8 небольшого сопротивления, включённый в цепь эмиттера транзистора VT2. Когда падение напряжения на нём превысит Uб-э=0,6 В, откроется транзистор VT1 и зашунтирует эмиттерный переход транзистора VT2. При токах нагрузки до 10…15 мА резисторы R7, R8 и транзисторы VT1, VT2 можно не ставить. Отметим, что в стабилитронах по схемам на Рис.1, 2 входное напряжение не должно превышать максимально допустимой суммы напряжений питания.

На Рис.3а приведена схема подобного стабилизатора в котором ОУ включён таким образом, что он сам питается стабилизированным напряжением. Здесь дополнительно включены несколько элементов, улучшающих работу стабилизатора напряжения. Потенциал выхода ОУ DA1 смещён в сторону положительного напряжения с помощью стабилитрона VD3 и транзистора VT1. Выходной эмиттерный повторитель – составной ( VT2, VT3 ), а к базе защитного транзистора VT4 подключён делитель R4R5, что позволяет создать “падающую” характеристику ограничения тока перегрузки. Ток короткого замыкания не превышает 0,3 А. Термокомпенсированный источник опорного напряжения выполнен на микросхеме К101КТ1А (DA2). Выходное напряжение стабилизатора, равное +15В, изменяется всего на 0,0002 % при изменении входного напряжения в пределах 19…30 В; при изменении тока нагрузки от нуля до номинального выходное напряжение падает лишь на 0,001%. В этом стабилизаторе подавление пульсаций входного напряжения частотой 100 Гц составляет 120 дБ. К достоинствам стабилизатора следует отнести также и то, что в отсутствии нагрузки потребляемый ток составляет около 10 мА. При скачкообразном изменении тока нагрузки выходное напряжение устанавливается с погрешностью 0,1% за время не более 5 мкс.

Практически нулевые пульсации напряжения на выходе может обеспечить стабилизатор по схеме Рис.4. Если движок переменного резистора R1 находится в верхнем (по схеме) положении, амплитуда пульсаций максимальна. По мере перемещения движка вниз амплитуда будет уменьшаться, так как напряжение пульсаций, поданное на инвертирующий вход ОУ через конденсатор С2, в противофазе складывается с выходным напряжением пульсаций. Примерно в среднем положении движка резистора R1 пульсации будут компенсированы.
В случае необходимости получения отрицательного выходного напряжения необходимо в качестве повторителя применить p-n-p транзистор, а также заземлить положительную шину питания ОУ. Но можно поступить по-другому, если в аппаратуре требуются стабилизированные напряжения разной полярности.

На Рис.5 приведены две упрощённые схемы соединения стабилизаторов для получения выходных напряжения разного знака. В первом случае входная и выходная цепи имеют общую шину. Пусть, например, имеются только положительные стабилизаторы. Тогда в стабилизаторе по второй схеме можно применить, если оба канала по входным цепям гальванически развязаны, чтобы можно было заземлять положительный полюс нижнего (по схеме) стабилизатора. Источником опорного напряжения для одного из каналов служит стабилитрон, а для второго – выходное напряжение первого стабилизатора. Для этого необходимо включить делитель из двух резисторов между выводами +Uст и -Uст стабилизаторов и подвести напряжение средней точки делителя к неинвертирующему входу ОУ второго стабилизатора, заземлив инвертирующий вход ОУ. Тогда выходные напряжения двух стабилизаторов ( несимметричные в общем случае ) связаны и регулирование напряжений осуществляется одним переменным резистором.

В случае если необходимо иметь два питающих напряжения с заземлённой средней точкой, то можно применить активный делитель на ОУ с повторителями для увеличения нагрузочной способности (Рис. 6). Если R1=R2, то равны и выходные напряжения относительно заземлённой средней точки. Через выходные транзисторы VT1 и VT2 протекают полные токи нагрузки, а падение напряжения на участках коллектор – эмиттер равны половине входного напряжения. Это надо иметь в виду при выборе радиаторов охлаждения.
Ключевые стабилизаторы напряжения зарекомендовали себя наилучшим образом с точки зрения экономичности, так как КПД таких устройств всегда высокий. Несмотря на их сложность по сравнению с линейными стабилизаторами, только за счёт уменьшения размеров теплоотводящего радиатора проходного транзистора ключевой стабилизатор позволяет уменьшить габариты регулируемого мощного источника питания в два – три раза. Недостаток ключевых стабилизаторов заключается в повышении уровня помех. Однако рациональное конструирование, и когда весь блок выполнен в виде экранированного модуля с расположенной непосредственно на теплоотводе мощного транзистора платой управления, позволяет свести помехи к минимуму. Устранить “пролезание” высокочастотных помех в нестабилизированный источник первичного питания и нагрузку можно путём включения последовательно радиочастотных дросселей, рассчитанный на постоянный ток 1…3 А. В ключевых стабилизаторах напряжения с успехом применяются интегральные компараторы.

На Рис. 7 приведена схема релейного стабилизатора на базе микросхемы К554СА2. Здесь компаратор DA1 работает от источников напряжения +12 и -6 В. Эта комбинация образована подключением вывода 11 положительного питания DA1 к эмиттеру транзистора VT1 (+18 В), вывода 2 – к стабилитрону VD6 (примерно +6 В), вывода 6 отрицательного питания – к нулевому потенциалу общей шины. Опорное напряжение стабилизатора формируется диодами VD3 – VD5, оно равно +4,5 В. Это напряжение подаётся на инвертирующий вход компаратора DA1, включённого по схеме детектора уровня с гистерезисной характеристикой из-за положительной обратной связи по цепи R5, R3. Цепь отрицательной обратной связи замыкается через усилительный транзистор VT2, ключевой элемент на транзисторах VT3, VT4 и фильтр L1C7. Глубину отрицательной обратной связи по выходному напряжению регулируют переменным резистором R4, в результате оно изменяется в пределах 4…20 В при минимальном входном нестабилизированном напряжении +23 В и максимальном – до +60 В с применением элементов, рассчитанных на такое напряжение. В то же время переменная составляющая выходного напряжения ( пульсации ) проходят без ослабления через конденсатор С4, поэтому регулирование выходного напряжения не приводит к пропорциональному изменению пульсаций.
Данный стабилизатор напряжения относится к числу автогенерирующих, когда в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки, разряжающего накопительный конденсатор C7, автоматически меняется как период автоколебаний, так и время включённого состояния транзисторов VT3, VT4. Усилитель управления на компараторе DA1 и транзисторе VT2 открывает ключевой элемент в тот момент, когда потенциал инвертирующего входа станет меньше, чем потенциал неинвертирующего (опорного) входа. В этот момент напряжение на нагрузке падает несколько ниже заданного уровня стабилизации, т.е пульсирует. После включения транзисторов VT3, VT4 ток через дроссель L1 нарастает, его индуктивность и конденсатор С7 запасает энергию, так что потенциал инвертирующего входа повышается. Благодаря действию усилителя управления ключевой элемент закрывается. Затем фильтр L1C7 отдаёт некоторую часть запасённой энергии в нагрузку, причём полярность напряжения на дросселе L1 меняется и цепь питания замыкается через диод VD7. Как только напряжение на конденсаторе С7 станет ниже опорного на величину гистерезиса, вновь включаются транзисторы VT3, VT4. Далее циклы повторяются.
В качестве дросселя L1 можно применить дроссели фильтров промышленного изготовления, например из серий Д8, Д5 – плоские и др., среди которых выбирают типономинал с требуемой индуктивностью, рассчитанный на ток подмагничивания не менее ожидаемого тока нагрузки и пригодный к использованию на частотах до 50 кГц.
Диод VD7 должен быть обязательно быстродействующим с большим допустимым импульсным током, не менее удвоенного значения тока нагрузки. В стабилизаторе по схеме на Рис. 7, где ток нагрузки 2 А, возможна замена его на диоды КД212Б, КД217А и некоторые другие. Конденсатор С7 из ряда К53 или танталовый типов К52-7А, К52-9, К52-10, С9 – ёмкостью не менее 15,…2,2 мкФ.
Большая потребность в стабилизаторах для питания аппаратуры привела к необходимости разработки и производства специальных линейных микросхем – стабилизаторах напряжения. В интегральном исполнении преобладают последовательные регуляторы с непрерывным или импульсным режимом управления. Стабилизаторы строятся как для положительных так и для отрицательных напряжений питания. Выходное напряжение может быть регулируемым или фиксированным, например +5 В для питания блоков с цифровыми микросхемами или ±15 В для питания аналоговых микросхем. К данной группе из выпускаемых стабилизаторов относятся категория регулируемых стабилизаторов КР142ЕН1 и К142ЕН2.

На базе микросхем КР142ЕН1,2 можно создавать стабилизаторы отрицательных напряжений Рис. 8. При этом стабилитрон VD1 смещает уровень напряжения на выводе 8 относительно входного напряжения. Базовый ток транзистора VT1 не должен превышать максимально допустимого тока стабилизатора, иначе следует применить составной транзистор.

Широкие возможности микросхем КР142ЕН1,2 позволяют создавать на их основе релейные стабилизаторы напряжения (Рис. 9). В таком стабилизаторе опорное напряжение установлено делителем R4R5, а амплитуда пульсаций выходного напряжения на нагрузке задаётся делителем R2R3. Следует также иметь в виду, что ток нагрузки не может изменяться в широких пределах, обычно не более чем в два раза от номинального значения. Преимуществом релейных стабилизаторов является высокий КПД.

Также следует рассмотреть ещё один класс стабилизаторов – стабилизаторов тока, преобразующих напряжение в ток независимо от изменения напряжения нагрузки. Мощные источники тока предусматривают подключение к ОУ усилительных транзисторов.

На Рис.10 дана схема источника тока, а на Рис. 11 – схема приёмника тока. В обоих устройствах сила тока зависит от напряжения Uвх и номинала резистора R1, чем меньше входной ток ОУ и тем меньше ток управления первого (после ОУ) транзистора, который выбран поэтому полевым. Ток нагрузки может достигать 100 мА.

Схема простого мощного источника тока для зарядки устройства показана на Рис. 12. Здесь R4 – токоизмерительный проволочный резистор. Номинальное значение тока нагрузки Iн =ΔU/R4=5 A устанавливается примерно при среднем положении движка резистора R1. При зарядке автомобильной аккумуляторной батареи напряжение Uвх ≥ 18 В без учёта пульсаций выпрямленного переменного напряжения. В таком устройстве следует применять ОУ с диапазоном входного напряжения вплоть до напряжения положительного питания. Такими возможностями обладают ОУ К553УД2, К153УД2, К153УД6, а также КР140УД18.
Более подробно по данной тематике можно найти в источнике:

“В ПОМОЩЬ РАДИОЛЮБИТЕЛЮ” выпуск 91, МОСКВА издательство ДОСААФ СССР, 1985 стр. 39-53

Мощные генераторы тока на операционных усилителях Текст научной статьи по специальности « Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Текст научной работы на тему «Мощные генераторы тока на операционных усилителях»

В то же время расчеты по Алгоритму 3 не удовлетворяют ограничению (23) из-за значительных инструментальных погрешностей (см. табл. 4-7).

Из проведенных оценок следует, что:

1) при наличии 10% ограничения (22) на рост погрешности вычислений нужно выбирать Алгоритм 3 с параметрами (26), так как по сравнению с Алгоритмом 2 при близких погрешностях для его реализации требуются меньшие затраты времени и памяти;

2) когда действует 1% ограничение на рост погрешности вычислений (23), применение Алгоритма 3 невозможно из-за высоких погрешностей и следует реализовать Алгоритм 2, описываемый параметрами (25).

В завершение заметим, что изложенная методика проектирования алгоритмов вычисления среднеквадратического значения может быть использована при моделировании сигнала z(t) не только гармоническими сигналами.

1. Датчики теплофизических и механических параметров: Справочник в трех томах. T.II. Под общ. ред. Ю.Н. Коптева,; Под ред. Е.Е.Багдатьева, А.В. Гориша, Я.В. Малкова. – М.: ИПРЖР, 1999. -688 с.: ил.

2. Шлетт М. Тенденции индустрии встроенных микропроцессоров // Открытые системы. 1998. № 6.

3. Пьявченко О.Н. Конечно-разностные методы решения обыкновенных дифференциальных уравнений в микрокомпьютерах: Учебное пособие. -Таганрог. Изд-во ТРТУ, 2000. -96 с.

В.Г. Галалу, О.А. Силаева, П.В. Хало МОЩНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ТОКА НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ

Необходимость в использовании мощных управляемых генераторов тока (ГТ) возникает при измерении малых активных сопротивлений, например обмоток мощных электрических машин, в прецизионных отклоняющих системах для пузырьковых камер, в магнитотерапии и в ряде других областей. Достаточно простые схемные решения формирования двуполярного выходного тока для заземлённой нагрузки получаются при использовании операционных усилителей, охваченных положительной и отрицательной обратной связью [1,2]. При этом предпочтение следует отдать схемам, в которых не используются дополнительные внешние транзисторы, так как они ограничивают диапазон выходных токов и вносят дополнительные нелинейные искажения [1].

Широкое распространение получила схема генератора тока Хауленда-Галалу, на одном операционном усилителе и пяти внешних резисторах. При равных коэффициентах передачи по цепям положительной и отрицательной обратной связи выходное сопротивление схемы стремится к бесконечности [2]. К недостаткам этой схемы относится сильная зависимость выходного сопротивления от точности подбора резисторов и их температурного коэффициента. Проблема может быть решена при использовании усилителей, имеющих встроенные матрицы резисторов.

Рассмотрим возможности формирования выходных токов ±100-500мА. Очевидно, что в выходном каскаде необходимо использовать мощный операционный усилитель с выходным током не менее 1А. На рис.1 представлена схема генератора тока на двух операционных усилителях, причем мощный усилитель OPA548T охвачен 100% отрица-

тельной обратной связью. Инструментальный усилитель РОЛ204 имеет встроенную матрицу резисторов и управляемый кодом коэффициент усиления [3].

Значение генерируемого тока определяется из следующего выражения: 1=ивх/Кос-0, где Ивх – входное напряжение преобразователя, а О – коэффициент усиления инструментального усилителя.

В табл. 1 представлены рекомендуемые значения сопротивлений Roc и коэффициентов усиления G для различных токов при входном сигнале ± 5В и выходном напряжении до ± 10В.

1н, тЛ ± 100 ± 250 ± 500

Ян, ^ 0 1 0 О 0-40 0-20

Другой вариант формирования мощных токов представлен на рис.2. В этой схеме инструментальный усилитель включён в цепь отрицательной обратной связи [1]. Анализ схемы показывает, что по отношению к сопротивлению Яп она аналогична предыдущей.

В табл. 2 представлены значения рекомендуемых сопротивлений обратной связи и коэффициентов усиления для требуемых токов от 100 до 500 мА и входного сигнала ±5В.

IH, мА ± 100 ± 250 ± 500

Rh, ^ 0 •I- 0 О 0-40 0-20

Результаты исследований показывают, что внутреннее (выходное) сопротивление генераторов Ri прямо пропорционально сопротивлению ROC. Поэтому для уменьшения относительной погрешности следует в разумных пределах увеличивать ROC. Оптимальным следует считать ROC=RH. Результаты температурных испытаний показывают, что после 2-3 циклов термотренировки, температурный дрейф уменьшается примерно в 2 раза. Скорее всего, это связано с повышением стабильности резисторов обратной связи типа С2-29, класса 0,1-0,2. Эти резисторы следует брать с запасом по мощности в 2-3 раза, т.к. от их стабильности зависят все метрологические характеристики генераторов тока. Температурный дрейф линейно зависит от температуры и от изменения входного сигнала.

1. Рассмотренные управляемые генераторы тока на базе инструментальных усилителей позволяют обеспечить достаточно высокие метрологические характеристики на уровне 14-15 двоичных разрядов в обычных условиях.

2. Относительная погрешность из-за влияния внутренних сопротивлений генераторов тока существенно уменьшается при увеличении резисторов обратной связи Roc. Внутреннее сопротивление генераторов тока может составлять ЮОМОм для токов 1-2mA и 1МОм для токов 100mA. При увеличении температуры до +850С внутреннее сопротивление Rj уменьшается примерно в 2-3 раза.

3. Температурная стабильность ГТ зависит от температурного дрейфа инструментального усилителя и ТКС резистора обратной связи ROC. В худшем случае относительная погрешность 5t